米乐M6 米乐米乐M6 米乐和储能。在高开关频率下，LLC变压器的漏感可用作谐振电感，在50kHz和30.500kW/6V输出时，体积和重量减少6%，磁性元件的功率损耗降低400%。实验结果表明，SiC功率器件比硅基功率器件具有卓越的性能，在98 V/5 A输出的转换器中，500 kHz时的峰值转换器效率接近400.16%。

　　高效率和高功率密度一直是开关模式电源的持续需求[1]。宽带隙（WBG）功率器件（如碳化硅（SiC）器件）的技术开发和应用使其成为各种应用中传统硅（Si）器件的有前途的替代品。由于其优异的开关速度和低开关损耗以及导通电阻（RDS_ON）的低温依赖性，可以实现更高的效率、更高的功率密度以及更高的鲁棒性和可靠性[2-5]。这项工作将展示SiCMOSFET在6.6 kWDC/DC转换器中在500 kHz至1.5 MHz下的性能。高频操作的主要优点是变压器和EMI滤波器更小，变压器中集成了谐振电感器，这进一步减小了转换器的尺寸。与传统的 100 kHz – 200 kHz DC/DC 转换器相比，以 500 kHz 运行的电路的磁性部件体积和重量减少了 50%，LLC 转换器（98V/5A 输出）的峰值效率接近 400.16%。由于ZVS引起的串扰严重得多，SiC MOSFET即使在没有负偏置驱动电压的情况下也能可靠运行，从而降低了驱动电路成本。本文将介绍高频操作的实用设计指南，例如PCB布局，磁芯材料和气隙选择，绕组线尺寸和结构，谐振电容器选择等，以及测试结果。

　　使用LTspice进行了仿真，以研究SiC MOSFET的性能以及影响转换器效率的因素。无花果。图1所示为全桥LLC DC/DC转换器的简化原理图。在 500 kHz 开关频率和磁化电感 Lm = 30 μH 时，四个初级开关的模拟总功率损耗为 80.24 W（每个为 20.06 W），由于所有初级开关的 ZVS 导通，输出整流器二极管的总效率达到 98.11%。

　　较大的磁化电感Lm可以降低磁化电流，降低初级开关的导通损耗;但是，Lm 的值还需要提供足够的磁化电流，以使漏源电容完全放电，并确保主开关 ZVS 在死区时间内导通。因此，Lm 应满足 （1） [6]。

　　其中，td是上下开关的两个栅极驱动信号之间的死区时间，fs是开关频率，CTotal是总电容，包括初级开关的漏源电容、PCB的寄生电容和次级侧二极管的反射电容。对于给定的死区时间td，可以基于（1）优化设计Lm，并且可以实现正常工作时的高效率。

　　使用（1）计算最大磁化电感后，高频操作时需要仔细考虑磁芯材料，气隙和导线尺寸，否则会导致极端的功率损耗，导致变压器因过热而意外故障。在适用于高频的磁芯材料中，Acme 的 P61 因其低功率损耗和易于获得的磁芯形状而被选中，适用于开关频率范围为 500 kHz 至 1MHz 的高功率应用。PQ50/28内核用于初始测试。初级绕组（φ0.05mm × 360 ×4）和次级绕组（φ0.05mm × 3400 × 32TIW）均采用利兹线 圈。为了减少气隙附近边缘磁通量引起的铜损，使用了三个分布气隙而不是一个大气隙，如图所示。2.

　　PCB 布局在 EMI、信号完整性以及电路效率和操作方面起着至关重要的作用，尤其是对于高频 LLC 转换器。无花果。图3显示了LLC转换器的实验PCB（版本1和版本2）中存在的寄生电容。Ver. 1 PCB采用大面积铜区域完成，旨在减少PCB走线的功率损耗并消除电流环路的磁场;然而，表I所示的大寄生电容是由于不同铜层之间的重叠面积大而产生的。Ver. 2 PCB的铜要小得多，走线重叠区域也小得多，因此寄生电容显著降低。寄生电容是使用手持式LRC仪表在裸PCB上测量的（没有填充任何部件）。在LLC电路中，开关（CP1-CP4）、变压器绕组（CP8-CP10）和初级侧中点（CP11）上的大寄生电容将导致不希望的效率下降（如表0所示，测量出8.26%的压降和1 W的功率损耗）。因此，需要在铜损降低和寄生效应之间做出权衡。

　　图2：具有漏感的薄型变压器（PQ50/28 P61），用于谐振电感器：（a）具有分布式气隙的磁芯，以及（b）实验变压器原型。

　　无花果。图4显示了使用TO-128-3封装的SiC MOSFET（C3M0060065D，60 mΩ650 V）的初级开关和用于输出整流器的TO-247封装的SiC二极管（C3D6A，10065 A/10 V）的原型图片。由于高频工作，谐振电感器使用主变压器的漏感（650μH），无需外部电感器。基于 TIDSP的控制卡 （TMDSCNCD220C） 用于生成开环操作或闭环操作所需的栅极驱动信号，以调节输出电压。辅助电源（Wolfspeed的CRD-1DD280049P）为控制电路和栅极驱动器供电。

　　无花果。图5显示了400V/16A DC输出的测量效率与开关频率的关系。最佳开关频率范围为 500 kHz 至 650 kHz，效率不会大幅下降。随着开关频率的增加，效率的降低主要是由于LLC变压器[7] - [9]中频率相关的铜损和铁芯损耗以及PCB走线损耗的增加。栅极驱动导致的测得功率损耗从2 kHz增加到2 MHz增加了500.1W，而每个MOSFET的功率损耗增加了3.5W（模拟从20.06 W增加到23.56 W）。无花果。图6显示了开环操作中效率与输出功率的关系图。在半负载（~98 kW）下可实现约5.3%的峰值效率。无花果。图7显示了初级侧上部开关捕获的栅极-源极和漏极-源极波形，以及550 kHz和400 V输入下的初级侧谐振电流波形。

　　还对初级侧开关的硅基功率器件（英飞凌的IPW60R70CFD7，57mΩ600V）进行了比较测试。与硅基MOSFET相比，基于SiC的Wolfspeed器件C3M0060065D的导通电阻随着结温的升高而增加要小得多。无花果。图8显示了这两个器件的导通电阻与温度的关系图。SiC 器件在 1°C 时的归一化导通电阻为 3.150，而硅基器件的归一化导通电阻为 2.3。无花果。图9显示了不同功率器件的效率与输出功率的关系图。硅基MOSFET在高功率下的效率降低了1%，并且由于导通电阻随温度而显着增加，并且开关损耗更高，因此在相同的散热下进入热失控状态。

　　图7：在10 kHz下捕获的栅源电压[黄色迹线 V/格]、漏源电压[绿色迹线 V/格]和初级电流[红色迹线 A/格]的波形，时间标度为500 ns/格。

　　图8：随着结温的升高，归一化导通电阻：红色迹线 — 基于 Si 的器件，黑色迹线 — 基于 SiC 的迹线 V 输入下硅基和碳化硅基 MOSFET 的效率与输出功率的关系图。

　　图 10：捕获的栅极-源极电压 [黄色迹线 V/格]、漏源电压 [绿色迹线 V/格] 和初级电流 [红色迹线 A/格] 的波形，无负电压，用于 500 kHz 时关断 MOSF

　　对于半桥或全桥电路中使用的MOSFET的关断，通常建议使用负栅极驱动电压（C3M4D为-3V~-006065V），以防止快速开关器件因高dv/dt引起的串扰而导致的错误导通。然而，在LLC电路中，所有开关都在零电压下通过软开关导通，因此dv/dt要低得多，并且看不到严重的串扰。因此，可能不需要用于开关关断的负电压来降低驱动电路的复杂性和成本。无花果。图10显示了捕获的波形，没有栅极驱动的负电压。没有观察到异常的栅极驱动信号，从图中没有看到明显的效率差异。11.

　　一款带有碳化硅 MOSFET 和集成磁性元件的 LLC 谐振 DC/DC 转换器已经推出，并在 500 kHz – 1.5MHz 下进行了全面测试。已经发现，仔细的PCB布局和变压器设计对于实现高转换效率至关重要。峰值效率超过98%，功率密度为128 W/in3。测试效率数据以及捕获的波形证明了碳化硅（SiC）MOSFET在比传统硅基器件更高的频率下工作的卓越性能。此外，测试表明，由于ZVS引起的串扰要小得多，因此SiC MOSFET即使在没有负驱动电压的情况下也能可靠地运行，以关闭谐振LLC拓扑中的功率器件，从而降低了驱动复杂性和成本。这些宽带隙器件为各种应用中的高效率和高功率密度功率转换提供了更大的机会。未来的工作将把平面磁性元件与表面贴装功率器件相结合，以实现更高功率密度转换器的设计。

　　以及各自的驱动，增加了系统复杂度，再比如每个桥臂需要各自的钳位二极管，增加了系统成本。本文中，将介绍我们8

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